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  1. (Dept. of Electrical and Computer Engineering, Ajou University, Korea.)



Circulating current, Grid-connected inverter, Serial communication, PWM synchronization

1. 서 론

유엔 기후 변환 회의에서 채택된 파리 협약으로 전세계는 지구 평균 온도 상승폭을 산업화 이전 대비 2℃이하로 유지하고, 더 나아가 온도 상승폭을 1.5℃이하로 제한하기 위해 온실가스 감축 목표를 스스로 정하여 국제 사회에 약속하고 이 목표를 실천해야 하며, 국제사회는 그 이행에 대해서 공동으로 검증하게 된다. 국내에서도 2030년까지 전망치 대비 37%의 온실가스 감축을 목표로 협약 실천 활동에 동참하고 있으며 정부는 2050년까지 탄소 중립을 달성하겠다고 선언했다(1). 이에 따라 정부는 탄소 중립, 경제성장, 삶의 질 향상의 동시 달성을 목표로 경제구조를 저탄소화, 저탄소 산업생태계 조성, 탄소 중립 사회로의 공정전환으로 정책 방향을 수립하고 탄소중립 제도 기반 강화라는 전략을 추진하고 있다. 따라서 정부는 에너지 전환 가속화를 위해 에너지 주공급원을 화석연료에서 신・재생 에너지로 적극 전환, 송배전망 확충, 지역생산・지역소비의 분산형 에너지시스템을 확산시킬 계획을 가지고 있다(2). 제9차 전력수급 기본계획(2020년~2034년)에 따르면 저 탄소・친환경 국가로의 전환을 가속화하기 위해 2025년까지 태양광 및 풍력 설비 설치 목표를 기존 12.7GW에서 42.7GW로 상향 변경하였다.

이와 같은 정부의 신・재생 에너지 보급 정책 확대에 따라 신・재생 에너지용 계통연계형 인버터의 대용량화에 대산 기술 수요가 증가하였다. 산업체에서는 대용량 MW급 계통연계형 인버터 신제품들이 출시되고 있으며 전력 스택에 적용되는 전력용 반도체 소자인 IGBT의 정격 허용 전류의 한계와 다양한 용량의 계통연계형 인버터 제품의 시리즈화를 위하여 단위 인버터 모듈을 PEBB(Power Electronics Building Block) 개념으로 개발하고 이를 병렬 운전하여 대용량 시스템으로 구현하고 있다(3-6). 단위 인버터 모듈이 병렬 구성된 시스템은 부품 수가 많고 이로 인한 비용 증가와 제어의 복잡도가 증가하는 것이 단점이나 단위 인버터 모듈의 병렬 구성에 따라 다양한 용량 구현이 가능하고 전체 인버터 시스템 중 단위 인버터 모듈 고장 시 나머지 모듈의 부하 저감 운전을 통해 연속적으로 운전이 가능한 장점이 있다(7-10). 하지만 병렬 구성 인버터는 단위 인버터 모듈들의 입력과 출력이 공통으로 접속점에 연계되는 경우 인버터 모듈 사이에 순환전류가 흐르기 때문에 인버터 출력 전류에 고조파 전류가 포함되어 출력 전력 품질이 저하된다. 이러한 순환전류는 단위 인버터 모듈의 하드웨어 파라메터, 출력 전압 지령치 크기, 전압 변조에 사용되는 삼각파 위상 등이 서로 상이하기 때문에 발생된다.

병렬 구성된 계통연계형 인버터 모듈 사이에 흐르는 고주파수 성분의 순환전류를 저감하기 위하여 출력 PWM 신호 위상 동기화 연구가 진행되었다. 기존 UPS (Uninterrupted Power Supply)의 병렬 운전 관점에서 연구된 PWM 위상각 조절 방법은 제어기 내부 구성이 복잡하다(11)-(14). 또한 기존의 직렬 통신 기반인 CAN 통신을 이용한 PWM 동기화 방법은 제어기 내부에서 높은 인터럽트 우선순위를 가져야 하기 때문에 제어기의 제한된 연산 성능의 한계로 인하여 출력 전력 품질이 저감되는 단점이 있다(15).

본 논문에서는 DSP(Digital Singal Processor)의 CAN 통신 모듈에 탑재된 Time Stamp 기능을 활용하여 병렬 구성된 계통연계형 인버터 모듈 제어기 간에 PWM 위상 동기화를 구현하여 통신 인터럽트 우선순위가 낮아도 순환 전류를 효과적으로 저감하는 방법을 제안하며, 제안된 방법의 유효성을 250kW급 시스템을 이용한 실험으로 검증한다.

2. 병렬 구성 인버터의 순환 전류

2.1 순환 전류 분석

대용량 계통연계형 인버터는 내부 인버터 모듈의 입력 및 출력을 병렬로 연결하여 시스템을 구성하며 일반적인 구성 예시는 그림 1과 같다. 단위 인버터의 용량과 전체 시스템 정격에 따라 병렬로 연결되는 모듈의 수량이 결정되며 단위 모듈의 개별 전류 제어 및 PWM 출력을 위해 제어기가 설치된다.

단위 인버터 모듈은 출력 용량이 동일하고 각 인버터 모듈마다 출력 전류 제어를 담당하는 제어기와 출력단에 필터용 인덕터를 포함하고 있다.

그림. 1. 병렬 구성 대용량 계통연계형 인버터 예시

Fig. 1. Configuration of a large scale grid–connected inverters in parallel

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그림 2는 2레벨 전력회로 구성을 가지는 2병렬 계통연계형 인버터의 전력회로 구성도이다. 각 인버터 모듈은 공통의 직류 전원 뿐만 아니라 계통 전원 접속점도 공유하고 있다. 3상 계통연계형 인버터 모듈 j(j=1,2)의 k(k=a,b,c)상의 전압 방정식을 정지좌표계에서 표현하면 식(1)과 같다.

(1)
$U_{kj}= L_{j}\dfrac{di_{kj}}{dt}+ R_{j}i_{kj}+ E_{k}+ U_{0N}$

위의 식(1)으로 그림 2에 나타낸 전력 회로를 간략하게 나타내면 그림 3과 같다. 그림 2의 전력회로도에서 모델링한 인덕터의 저항 성분은 매우 작기 때문에 이로 인한 전압 강하의 크기는 무시할 수 있다.

그림. 2. 2병렬 2레벨 삼상 계통연계형 인버터

Fig. 2. 2-level grid-connected inverters in parallel

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그림. 3. 2병렬 계통연계형 인버터의 순환 전류

Fig. 3. Single line diagram of circulating current in parallel inverters

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따라서 인버터 모듈 j의 k상에 흐르는 전류를 표현하면 식(2)와 같다.

(2)
$\begin{cases} i_{k1}= i_{k1}^{*}+ i_{k0} & \\ i_{k2}= i_{k2}^{*}- i_{k0} & \end{cases}$

여기서 $i_{kj}^{*}$는 인버터 모듈 j의 k상 대칭 전류를 나타내며, 3상 평형 시스템이라고 가정하면 이들의 합은 0이 된다. $i_{k0}$는 인버터 모듈 j의 k상에 흐르는 순환 전류를 나타낸다. 인버터 모듈 1에서 인버터 모듈 2로 흐르는 순환 전류를 양의 방향이라고 정의한다면 두 대의 인버터 모듈 내에 흐르는 삼상 순환 전류의 합 i$_{0}$는 식(3)과 같이 표현된다.

(3)
$i_{0}=\sum i_{k0}=\sum i_{k1}= -\sum i_{k2}$

순환 전류 경로의 분석을 위하여 인버터 모듈 j의 k상 스위치 함수를 식(4)와 같이 표현할 수 있다.

(4)
$S_{kj}=\begin{cases} 1,\: & Upper switch On\\ 0,\: & Lower switch On \end{cases}$

2레벨 전력 회로에서 각 상 두 개의 스위치 상태는 식(4)와 같이 1 또는 0이다. 따라서, 두 대의 병렬 인버터 모듈에서 k상에는 식(5)와 같이 4개의 스위치 상태가 존재한다.

(5)
$\left(S_{k1},\: S_{k2}\right)=(1 ,\: 1),\:(1 ,\: 0),\:(0 ,\: 1),\:(0 ,\: 0)$

각 스위치 상태에 따른 a상 순환 전류 경로를 그려보면 그림 4와 같다. 그림 4(a)와 (d)의 스위칭 상태의 경우는 순환 전류가 DC Link 전압원을 포함하지 않고 인버터 모듈 1과 인버터 모듈 2 내부로 흐르기 때문에 순환 전류의 크기에 변화가 없다. 그림 4(b)와 (c)의 스위칭 상태의 경우는 전류 경로가 DC Link 전압원을 포함하여 인버터 모듈 1과 인버터 모듈 2로 흐르고 그 방향은 서로 반대이며 전류가 계통으로 흐르지 않고 인버터 내부로만 흐른다. 이러한 그림 4(b)와 (c)의 경우는 스위칭 함수 상태에 따라 순환 전류가 증가 또는 감소하게 된다. 순환 전류의 발생은 전체 시스템 용량의 가용 용량을 떨어뜨리고, 효율을 감소시키며 출력 전력 품질이 저하된다.

2.2 순환 전류 발생원인

병렬 연결된 인버터 모듈은 서로의 캐리어 신호가 일치하더라도 변조 전압은 서로 다를 수 있다. 이러한 출력 전압 차이는 제어 알고리즘의, 주입된 영상분 전압의 크기, 파워 모듈 간의 회로 파라메터 차이에 의해 발생된다(14). 캐리어 신호의 위상차와 변조 전압의 상이함에 의해 발생되는 순환 전류는 다음과 같이 분류할 수 있다(16).

첫 번째 경우는 개별 인버터 모듈의 순시 출력 전압 변조 시에 영상분 전압을 인가하지 않아 모듈 별 출력 전압의 합은 0이지만 각 모듈의 삼상 전압 순시값에 차이가 발생하는 경우이다. 이 경우에 인버터 모듈 간에 계통 전압 주파수와 같은 성분의 불평형 순환 전류가 발생된다.

두 번째는 상전압 중간 크기의 영상분 전압이 각 인버터 모듈로 인가되었을 경우이다. 이 경우에는 계통 전압 주파수의 3배에 해당하는 순환 전류가 각 인버터 모듈로 흐르게 된다.

세 번째는 인버터 모듈 내부에 사용되는 DSP내부 고주파 기준 클럭이 인버터 모듈들 간 미소한 오차로 인해 순환 전류가 발생하는 경우이다. 이 경우에는 디지털 제어를 하는 인버터 모듈들 간에 변조 전압 차이가 발생되어 병렬 연결된 인버터 모듈 내부로 높은 주파수 성분의 순환 전류가 흐른다.

그림. 4. 2병렬 계통연계형 인버터의 a상 순환 전류 경로

Fig. 4. a-phase circulating current path of inverters in parallel

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그림. 5. 인버터 모듈 간 캐리어 위상 차이에 따른 순환 전류

Fig. 5. Circulating current according to carrier phase different between inverter modules

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두 대의 인버터 모듈이 병렬 연결된 계통연계형 인버터에서 각 인버터 모듈 내부 제어기 간의 캐리어 신호의 위상차로 인해 발생되는 순환 전류는 캐리어 신호 위상 차이에 따라 그림 5와 같이 변화한다. 각 제어기에서 출력되는 변조 전압은 동일하다고 가정하며 각 제어기의 캐리어 신호의 위상 차이가 0°에서 180°까지 발생한 경우를 나타내었다. 실제 시스템에서는 위상차가 고정되어 일정한 형태의 순환 전류가 발생되지 않고, 위상차가 서로 –180°에서 0°로 다시 0°에서 180°까지 서로 교차되어 흐르듯이 변화되기 때문에 두 대의 인버터 모듈 간에 흐르는 순환 전류도 지속적으로 변화한다. 그림 5와 같이 두 제어기의 캐리어 신호 위상차가 0°에서는 순환 전류가 발생되지 않지만 위상차가 점점 벌어져서 180°되는 경우 순환 전류의 크기는 최대가 된다.

그림. 6. 개별 제어기를 갖는 2병렬 계통연계형 인버터 구성도

Fig. 6. Configuration of 2-parallel grid-connected inverters with individual controllers

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3. CAN Time Stamp 기능을 이용한 PWM 위상 동기화 방법

3.1 제안된 PWM 위상 동기화 알고리즘

본 논문에서는 단위 인버터 모듈을 병렬한 계통연계형 인버터 동작 시에 인버터 모듈들 내부로 흐르는 순환 전류를 저감하기 위해 제어기들의 PWM 위상 동기화하기 위해 TMS320- F28335의 CAN Time Stamp 기능을 이용한 위상 동기화 기법을 제안한다. 이 방법은 DSP 내부에서 위상 동기 기준이 되는 CAN 통신 인터럽트 우선순위가 높지 않아도 되기 때문에 기존에 사용하던 DSP의 인터럽트 순서를 변경하지 않고 적용할 수 있는 장점이 있다.

DC 측과 AC 측을 모두 공유하고 같은 출력 용량을 갖는 인버터 모듈 두 대를 병렬한 계통연계형 인버터 전력회로의 구성은 그림 6과 같다. 병렬로 연결된 인버터 모듈은 마스터 모듈과 슬레이브 모듈로 구분하고 각 인버터 모듈에는 출력단에 LC필터가 개별 설치된다. 모듈 간 제어기의 상태 모니터링과 동작 지령 전달을 위하여 개별 제어기는 CAN 통신 버스라인을 공유하고 있다.

이러한 2병렬 연결 계통연계형 인버터 제어 플랫폼에 제안된 PWM 위상 동기화 알고리즘의 동작 순서도는 그림 7과 같으며 마스터 제어기와 슬레이브 제어기에서 수행되는 절차는 다음과 같다.

그림. 7. PWM 위상 동기화 순서도

Fig. 7. Flow chart of PWM synchronization algorithm

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3.1.1 마스터 제어기

∙마스터 제어기는 PWM 인터럽트 주기마다 CAN 통신을 통하여 슬레이브 제어기에게 메시지를 송신한다.

∙마스터 제어기의 PWM 인터럽트에서 CAN 메시지 전송 시점을 고정하며 송신하는 메시지는 슬레이브 제어기의 동작을 제어하기 위해 최소한의 데이터만을 전송한다.

∙마스터 제어기는 슬레이브 제어기의 회신을 확인하지 않으며 송신 성공 여부만을 TMS320F28335 eCAN 모듈의 제어 및 상태 레지스터를 통해 확인한다.

그림. 8. PWM 위상 동기화 개략도

Fig. 8. Algorithm diagram of PWM phase synchronization

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3.1.2 슬레이브 제어기

∙슬레이브 제어기는 PWM 인터럽트 주기마다 CAN 통신을 통해 마스터 제어기에서 송부된 CAN 메시지의 수신 여부를 확인한다.

∙CAN 메시지 수신이 확인되면 CAN 메시지 수신 후 PWM 인터럽트까지의 지연 시간을 계산하기 위하여 마스터 제어기로부터 수신된 시점에 저장된 eCAN Time Stamp값과 현재의 Time Stamp 값을 비교한다.

∙슬레이브 제어기는 비교한 Time Stamp값으로부터 지연 시간을 계산하고 슬레이브 PWM 인터럽트 수행 시점이 마스터 제어기에 비해 앞서는지(Leading) 또는 늦는지 (Lagging) 판단한다.

∙슬레이브 제어기는 지연시간의 위치에 따라 일정값(△t)을 현재 슬레이브 제어기의 PWM 주기 값에 더하거나 빼주어 슬레이브 제어기의 다음 PWM 주기를 변경한다.

∙슬레이브 제어기의 PWM 주기의 과도한 변동을 제한하기 위하여 일정 범위 이상 변동하지 않도록 제한값을 설정하여 주기를 보상한다.

마스터 제어기로부터 메시지 수신한 시점과 현재 Time Stamp를 비교하여 수행하는 PWM 위상 동기화 알고리즘의 동작 개념도는 그림 8과 같다. T$_{PWM}$[k]는 현재 마스터 제어기의 PWM 인터럽트 주기이고, T$_{Error}$[k]는 현재 마스터 제어기와 슬레이브 제어기 간의 PWM 인터럽트 시간 차이를 나타낸다. MOTS[k]는 현재 슬레이브 제어기에 CAN 메시지 수신 완료 시간을 나타내고, CANTSC[k]는 현재 슬레이브 제어기가 PWM 인터럽트 내에서 CAN 수신 확인하였을 때 시간을 나타낸다.

T$_{D}$[k]는 식(6)과 같이 현재 CANTSC[k]와 MOTS[k]의 차이를 나타낸다.

(6)
$T_{D}[k]= CANTSC[k]- MOTS[k]$

슬레이브 제어기는 식(7)과 같이 현재 시점에 계산된 T$_{D}$[k]를 기준으로 마스터 제어기에서 CAN 메시지 전송 처리 완료 시간 및 CAN 버스 라인에서 메시지가 전송되는 시간 T$_{delay}$를 보상한다. 여기서 T$_{delay}$ 시간은 마스터 제어기가 CAN 메시지를 전송하는 시간과 CAN 통신 속도가 일정하다면 상수로 취급할 수 있다.

(7)
$T_{comp}[k]= T_{D}[k]+ T_{d elay}$

슬레이브 제어기는 보상된 시간 T$_{comp}$[k]를 스위칭 주기와 비교하여 마스터 제어기의 PWM 인터럽트가 앞서는지(leading) 뒤처지는지(lagging) 판단한 후에 이전 시점의 Old PWM Period[k-1]에 일정 시간 △T를 가감하여 식(8)와 같이 새로운 New PWM Period[k]를 계산한다.

(8)
$N e w PWM Period[k]=Old PWM Period[k-1]+\triangle T$

3.2 PWM 위상 동기화 시험

본 논문에서 제안된 PWM 위상 동기화 알고리즘을 검증하기 위하여 그림 9와 같이 두 대의 제어기의 출력 PWM 파형을 측정하는 시험을 수행하였다. 각 제어기의 PWM 출력 단자를 오실로스코프와 연결하고 노트북을 통하여 마스터 제어기의 동작 상태를 모니터링한다. 제어기는 CAN 통신 단자를 통하여 마스터 제어기와 슬레이브 제어기의 통신을 수행한다. 제안된 PWM 위상 동기화 알고리즘의 효과를 확인하기 위하여 CAN 통신 제거 시와 CAN 통신 연결 시에 두 제어기의 PWM 출력 파형의 위상 차이를 확인한다.

마스터 제어기와 슬레이브 제어기 간에 CAN 통신 라인을 제거하였을 때 마스터 제어기 PWM 파형(PWM Signal #1)과 슬레이브 제어기 PWM 파형 (PWM Signal #2)은 그림 10과 같다. 마스터 제어기의 PWM 파형을 기준으로 슬레이브 제어기 PWM 파형이 PWM 폭은 같으나 PWM 파형 위상이 서로 다른 것을 확인되며, 시스템 동작 시간에 따라 위상 차이가 점점 변화하게 된다. 하지만 마스터 제어기와 슬레이브 제어기 간에 CAN 통신 라인을 연결하여 제안된 PWM 위상 동기화 알고리즘이 동작하는 경우에는 마스터 제어기 PWM 파형(PWM Signal #1)과 슬레이브 제어기 PWM 파형 (PWM Signal #2)이 일치하는 것을 그림 11에서 확인할 수 있다.

그림. 9. PWM 위상 동기화 시험 (제어기 레벨)

Fig. 9. Experiment of PWM phase synchronization (controller level)

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4. 실험 결과

제안하는 PWM 위상 동기화 방법의 타당성 및 성능을 검증하기 위하여 그림 12와 같은 입력 개별, 출력 공동 2레벨 2병렬 계통연계형 250kW급 인버터로 구성된 시스템을 이용하여 실험을 수행하였다.

그림. 10. CAN 통신 제거 시 마스터와 슬레이브 제어기 PWM 출력 파형

Fig. 10. PWM signals of master and slave controller without CAN communication

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그림. 11. CAN 통신 연결 시 마스터와 슬레이브 제어기 PWM 출력 파형

Fig. 11. PWM sof master and slave controller with CAN communication

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실험에 사용된 자세한 시스템의 파라미터는 표 1과 같으며 양산 중인 무변압기형 태양광 인버터 출력 사양에 따라 인버터 출력 전압은 350Vrms로 동작하고 별도의 변압기를 통해 380Vrms 계통에 접속된다.

표 1. 시스템 파라미터

Table 1. Parameters of experimental setup

파라미터

스위칭 주파수

4.8 kHz

계통 전압

350Vrms

기본파 주파수

60 Hz

입력 전압

600 V

필터 인덕턴스

200 uH

필터 커패시터

40 uF

개별 인버터 모듈의 용량은 125kW이고, 두 대 중 한 대를 마스터 모듈로 지정하고 나머지 모듈은 슬레이브 모듈로 지정하여 제안된 알고리즘을 적용하였다. 두 대의 인버터 모듈은 서로 CAN 통신 라인으로 연결되어 데이터를 교환한다. 마스터 인버터 모듈 제어기에 출력 전류 지령치를 설정하면 마스터 인버터 모듈 제어기는 슬레이브 인버터 모듈 제어기에 동일한 전류 지령치를 전달하여 동일한 제어 출력이 발생되도록 한다.

PWM 위상 동기화 적용 전 후의 출력 특성을 확인하기 위하여 그림 13과 같은 내부 전력 회로 구조를 갖는 2병렬 시스템에서 U상 출력 PWM 전압 (V$_{uN1}$, V$_{uN2}$)과 U상 출력 전류(I$_{U1}$, I$_{U2}$)를 측정하였다.

그림. 12. 입력 개별, 출력 공통 2병렬 계통연계형 인버터 실험 세트

Fig. 12. Experiment set of 2-parallel grid-connected inverters with individual input and common output

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그림. 13. 실험용 인버터 내부 전력회로도

Fig. 13. Power circuit of inverter for experiment

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PWM 위상 동기화 적용 전 마스터 인버터 모듈과 슬레이브 인버터 모듈의 PWM 파형과 U상 출력 전류 파형은 그림 14와 같다. 그림 14(a)에서 알 수 있듯이 각 인버터 모듈의 PWM 파형은 서로 일치하지 않고 위상차가 점점 커지는 것이 확인되고 그림 14(b)와 같이 각 인버터 모듈 출력 전류 파형에 고주파수 성분의 리플이 포함된다.

제안된 PWM 위상 동기화 알고리즘을 적용하였을 때 인버터 모듈의 PWM 파형과 출력 전류 파형은 그림 15와 같다. 그림 15(a)에서 각 인버터 모듈의 PWM 파형 위상이 동기화된 것을 확인할 수 있고 그림 15(b)와 같이 각 인버터 모듈 출력 전류 파형에 고주파수 성분의 리플이 발생되지 않는 것을 확인할 수 있다.

또한 PWM 위상 동기화 알고리즘 적용 전/후의 공통 3상 출력 전류의 고조파율을 측정하면 그림 16과 같다. PWM 위상 동기화 알고리즘 적용 전에는 각 상전류의 고조파율 차이가 있으나 알고리즘 적용 후에는 고조파율 차이가 거의 없는 것을 알 수 있다.

그림. 14. PWM 위상 동기화 알고리즘 적용 전

Fig. 14. Before applying PWM phase synchronization algorithm

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그림. 15. PWM 위상 동기화 알고리즘 적용 시

Fig. 15. After applying PWM phase synchronization algorithm

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그림. 16. PWM 위상 동기화 알고리즘 적용 전/후 출력 전류 고조파율

Fig. 16. Output current harmonic factor before/after applying PWM phase synchronization algorithm

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또한 제안된 알고리즘을 적용하기 위해 PWM 인터럽트 주기를 변경하여도 출력 전류 고조파율 변화에는 큰 영향을 주지 않는다는 것을 알 수 있다.

5. 결 론

본 논문에서는 단위 인버터 모듈이 병렬로 연결된 시스템에서 발생되는 순환 전류를 저감시키기 위해 각 인버터 모듈 제어기의 PWM 위상 동기화 방법을 제안하였다. 입력과 출력을 공유하는 계통연계형 인버터는 내부 인버터 모듈 간에 순환 전류가 발생되며 이러한 순환 전류 발생 원인은 하드웨어 파라미터, 변조 전압의 크기, DSP의 기준 클럭 오차 등이다. 모듈 간에 발생되는 순환 전류는 전체 시스템 정격 보다 운전 영역을 제한하여 용량을 저하, 고조파 전류 성분에 의한 효율을 감소, 과전류에 의한 인버터 고장 등의 문제를 발생시킨다. 순환전류를 효과적으로 저감하기 위해 본 논문에서 제안된 기법은 TMS320F28335의 CAN Time Stamp 기능을 활용하여 제어기 간의 PWM 위상을 동기화 시킬 수 있도록 구현되었으며, 250kW급 계통연계형 인버터에 제안된 알고리즘을 적용한 실험을 통해 검증하였다.

Acknowledgements

본 연구는 2019년도 산업통상자원부의 재원으로 한국에너지기술평가원(KETEP)의 에너지인력양성사업으로 지원받아 수행한 인력양성 성과입니다.(No. 20206910100160, No. 20194030202370)

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저자소개

전세봉(Se-Bong Jeon)
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He received the B.S. degree in Control and Instrumentation Engineering from Korea Uni- versity, Seoul, South Korea, in 1997, where he is currently working toward the M.S. degree in Electrical and Computer Engineering from Ajou University, Suwon, South Korea.

From 1999 to 2017, he was a senior researcher in Hyundai Heavy Industries co. ltd.

He is cur- rently working as a senior researcher at RS- Automation.

His research interests include grid-connected inverter for solar and fuel cell.

E-mail : simalone@ajou.ac.kr,simalone@daum.net

조성준(Sungjoon Cho)
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He received the B.S. degree in Control and Instrumentation Engineering from Korea Univer- sity, Seoul, South Korea, in 1997, He received the M.S. and Ph.D degrees in Electrical Engi- neering from Korea University, Seoul, South Korea, in 1999 and 2020 respectively.

From 1999 to 2017, he was a head researcher in Hyundai Heavy Industries co. ltd.

He is cur- rently a Research Professor with the School of Electrical and Computer Engineering, Ajou University, Suwon, Korea.

His research interests include electrical drive for high speed train and power converter for renewable energy system.

E-mail : csj1391@ajou.ac.kr

이교범(Kyo-Beum Lee)
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He received B.S. and M.S. degrees in Elec- trical and Electronic Engineering from Ajou University, Suwon, Korea, in 1997 and 1999, respectively.

He received Ph.D. degree in Electrical Engineering from Korea University, Seoul, Korea, in 2003.

From 2003 to 2006, he was affiliated with the Institute of Energy Technology, Aalborg University, in Aalborg, Denmark.

From 2006 to 2007, he was affili- ated with the Division of Electronics and Infor- mation Engineering, Chonbuk National Univer- sity, Jeonju, Korea.

In 2007, he joined the School of Electrical and Computer Engineering, Ajou University, Suwon, Korea.

He is an Associate Editor of the IEEE Transactions on Power Electronics, the IEEE Transactions on Industrial Electronics, and Journal of Power Electronics.

E-mail : hyang@ssu.ac.kr