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  1. (Dept. of Electrical Engineering, Chungnam National University, Korea )



Leakage current, Common-mode Voltage, Equivalent circuit, Parasitic capacitance

1. 서 론

최근 국내외로 코로나19로 인해 신재생에너지 시장의 역성장 예상을 하였으나 국내 태양광발전 신규 보급 용량이 4GW에 육박하고, 국외 태양광발전 설치량은 120GW를 상회해 130GW를 넘어설 전망이다. 또한, 정부의 2050년 탄소중립 달성, 그린뉴딜 추진과 함께 2025년까지의 태양광 설비가 19년도 기준 3배 이상이 되도록 설치량 목표를 상향 조정했다. 이와 같이 태양광, 풍력, 그리고 연료전지에 대한 신재생에너지에 관심과 정책 등이 증가하고 있는 추세이다(1). 그중 태양광 에너지는 보수가 용이하고 장기간 사용이 가능하다는 점에서 산업체뿐만 아니라 가정에서도 설치 비중이 증가하고 있다. 태양광 에너지를 사용하기 위해서는 DC 전원을 AC 전원으로 변환해 주는 PCS (Power Conditioning System)가 필요하다. 태양광 PCS에서는 태양전지 어레이의 구조적 특징으로 인해 태양광 모듈의 기계적 특징과 설치 구조로 인해 태양광 모듈과 접지 사이에 기생 커패시턴스가 발생하게 된다. 이 기생 커패시턴스 CP는 태양광 패널과 프레임 구조, 기후 조건, 습도, 태양전지의 셀 간 거리 등 조건에 따라 수 nF에서 수 uF까지 크기가 변화한다(2). PCS 스위칭에 의해 발생되는 공통모드 전압이 태양광 모듈과 접지 사이에 발생한 기생 커패시턴스에 흐르게 되면 기생 커패시턴스의 값과 공통모드 전압의 크기, 스위칭 주파수 성분의 영향에 따라 누설전류가 발생하게 된다(3). 이러한 누설전류는 EMI를 증가시킬뿐만 아니라 계통에 컨버터를 설치 및 분리하는 과정에서 작업자에게 안전문제가 생길 수 있고(4), 태양광 발전설비에서는 누전에 의한 전기화재의 발생과 인체감전의 위험이 크므로 신뢰도가 높은 보호장치가 필요하다(5). 최근 4년동안 국내에서 29건의 ESS 화재사고에 대해서 원인중의 하나로 주장되고 있고(6), 보호계전기 및 주변기기의 오동작 문제와 작업자의 안전문제를 야기하기 때문에 반드시 저감이 필요하다. 발생한 누설전류를 저감하기 위해서 PWM 기법을 이용하여 누설전류를 저감하거나 토폴로지를 이용한 저감기법을 적용하게 되고 일반적으로는 태양광 PCS에서는 계통과 PCS 사이에 변압기를 적용하여 변압기의 절연특성을 이용하여 누설전류를 저감하게 된다(7).

본 논문에서는 3상 3레벨과 2레벨에서의 누설전류의 크기에 영향을 주는 공통모드 전압인 VCM을 비교 분석하였고, PCS에서의 무변압기형 PCS와 변압기형 PCS로 나누어 누설전류에 대한 분석과 3상 3레벨 PCS를 구현하여 Psim을 이용한 시뮬레이션과 실험결과를 비교하여 무변압기형 PCS와 변압기형 PCS에 따른 누설전류의 영향에 대해 분석하였다. 구현한 3상 3레벨 PCS의 실험 측정치와 제안한 등가회로를 누설전류의 크기 그리고 누설전류의 스위칭 주파수 대역의 FFT 측정 파형을 비교함으로서 등가회로의 타당성을 검증하여 제안한 등가회로로 정확한 누설전류 분석이 가능하다(8-11).

2. PCS 시스템 구조 및 등가회로 제안

2.1 3상 3레벨 PCS 시스템 구조

그림 1은 본 논문에서 구현한 3상 3레벨 PCS 구조이다. PCS에서는 태양광 모듈의 기계적인 특성과 설치구조로 인해 태양광 모듈과 접지 사이에 기생 커패시턴스가 발생하게 된다. 기생 커패시턴스가 설치구조의 특징으로 인해 계통 접지와 연결이 되게 되고 공통모드 전압이 기생 커패시턴스와 계통 접지의 경로에 흐르게 되고 기생 커패시턴스인 CP에 공통모드 전압이 걸리게 된다. CP에 공통모드 전압이 인가되어 누설전류가 발생하고 발생한 누설전류는 기생 커패시턴스의 크기와 PCS 스위칭으로 인해 만들어지는 공통모드 전압과 스위칭 주파수 대역의 영향을 받게 된다. 공통모드 전압은 PCS의 스위칭으로 발생하게 되어 3레벨과 2레벨에서의 크기 차이가 발생한다.

Fig. 1. 3-phase 3-level PCS structure

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2.2 3상 3레벨, 2레벨 공통모드 전압 비교

일반적으로 태양광 PCS에서는 2레벨 또는 3레벨의 인버터가 사용된다. 그림 2는 3상 3레벨, 2레벨에서의 공통모드 전압 파형이다. 두 파형의 비교를 위해 3레벨, 2레벨 모두 공간벡터 변조방식(Space Vecter PWM, SVPWM)을 적용하였으며, 3레벨에서의 공통모드 전압의 크기는 ±VDC/3, ±VDC/6, 0의 값을 출력하고 2레벨에서는 ±VDC/2, ±VDC/6의 출력한다. 2레벨 PCS 구조에서는 스위칭 주파수를 증가시켜 출력 전류의 리플을 저감할 수 있다. 그러나 DC 링크 커패시터의 전압이 높은 경우 반도체 소자에 의해 DC 링크 커패시터의 전압과 스위칭 주파수가 제한된다. 마찬가지로 스위칭 주파수가 클 경우 손실도 커지게 된다. 이런 단점들은 3레벨 PCS 구조에서 해결될 수 있으며, 3레벨과 2레벨 동일 주파수인 경우 2레벨에 비해 리플 저감 측면에서 큰 이점을 갖게 된다. 또한, 3레벨은 2레벨보다 높은 DC 링크 커패시터의 전압을 사용할 수 있어 대용량 시스템에 유리하다는 장점이 있다. CP에 흐르는 전류인 누설전류 Ileakage는 기생 커패시턴스에 흐르는 공통모드 전압과 스위칭 주파수 성분에 의해 결정되기 때문에 식 (1)와 같이 CP에 걸리는 전압인 VPE에 대한 값으로 표현할 수 있다. 식 (1)로 인해 누설전류를 감소 또는 제거하는 방식으로는 PCS의 공통모드 전압의 변동을 최대한 저감하게 된다.

(1)
$I_{l eakage}= C_{P}\dfrac{d V_{PE}}{dt}$

Fig. 2. Common Mode Voltage Waveform (a) 3-phase 3-level VCM (b) 3-phase 2-level VCM

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3. 변압기 유무에 따른 PCS

3.1 무변압기형 PCS

그림 3의 (a)는 3상 3레벨 PCS의 무변압기형 구성도이고 그림 3의 (b)는 제안한 무변압기형 PCS의 누설전류 등가회로이다. PCS 스위칭으로 인해 발생되는 공통모드 전압의 수식은 DC 링크 중성점인 O점을 기준으로 각 출력의 상전압 간 합의 평균으로 식 (2)와 같이 나타낼 수 있다. 발생된 공통모드 전압이 기생 커패시턴스인 CP와 계통 접지가 연결, 누설전류 경로가 발생하여 CP 값과 공통모드 전압의 크기에 맞추어 누설전류가 발생하게 된다. 본 논문 그림 3그림 4의 N단에 연결된 CP는 O단 또는 P단에 연결하여도 동일한 누설전류를 발생 시킨다.

(2)
$V_{CM}=\dfrac{V_{AO}+V_{BO}+V_{CO}}{3}$

그림 3의 (a)와 같이 구성되었을 경우 계통 접지와 CP가 연결되었기 때문에 계통 임피던스 ZS를 고려해야 한다. 계통 임피던스 ZS는 선로 임피던스, 접지 경로 상의 임피던스 등으로 달라지는 값이며, 직접 접지, 저항 접지, 리액터 접지와 같은 채용된 접지 방식에 따라 추가된 임피던스를 측정하여 ZS에 반영하여 사용할 수 있다. 계통 임피던스를 고려하여 등가회로를 구성하였을 경우 그림 3(b)와 같이 구성할 수 있지만, 본 논문에서는 계통 환경에 따라 달라지는 임피던스를 고려하지 않고 누설전류에 대해 분석 및 검증을 하기 위해 계통 임피던스를 무시할 수 있는 실험 환경을 만든 후 무변압기형 PCS와 변압기형 PCS로 나누어 등가회로를 제안하고 검증한다.

Fig. 3. Transformerless type PCS structure (a) Transformerless type PCS configuration (b) Transformerless type PCS equivalent circuit

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제안한 등가회로는 무변압기형 PCS에서 공통모드 전압의 관점에서 등가화한 회로이고, L은 LCL 필터에서 $L_{1}$+$L_{2}$를 뜻한다. L/3은 병렬로 존재하는 3상의 L필터를 영상분의 영향만 받기에 1/3을 나누어 준 필터에 대한 값을 뜻한다. CP의 임피던스인 ZC와 계통 임피던스가 존재할 때 등가회로의 누설전류 최대값의 수식은 식 (3)에서 IleakageZS와 같다. 제안한 무변압기형 PCS 등가회로에서는 계통 임피던스를 고려하지 않기에 누설전류의 최대값의 식은 식 (4)의 Ileakage로 단순화 된다.

(3)
$Z_{C}=\dfrac{1}{jw C_{P}},\: I_{l eakage Z_{S}}=\dfrac{V_{CM}}{\dfrac{L}{3}+Z_{S}+Z_{C}}$

(4)
$I_{l eakage}=\dfrac{V_{CM}}{\dfrac{L}{3}+Z_{C}}$

3.2 변압기형 PCS

그림 4(a)은 3상 3레벨 PCS의 변압기형 구성도이고 그림 4(b)는 제안한 변압기형 PCS 등가회로이다. 태양광 발전용 PCS 구조에서 발생한 누설전류를 저감하기 위해서는 누설전류가 공통모드 전압의 영향을 받기에 공통모드 전압의 크기를 줄이는 것과 보통 변압기의 절연특성을 이용하여 누설전류를 차단하게 된다.

Fig. 4. Transformer type structure (a) Transformer type PCS configuration (b) Transformer type PCS equivalent circuit

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그림 4(b)의 변압기형 등가회로에서 그림 3(b)의 무변압기형 PCS 등가회로와 동일하게 LCL 필터에 대한 L/3, 기생 커패시턴스 CP이며, CT는 변압기의 영상분 경로에 대한 값을 측정하기 위해 각 1차측, 2차측 권선을 단락하여 Y/Y 변압기의 P(Primery)단 중성점과 S(Secondery)단 중성점 사이를 측정한 커패시터로 변압기 내부의 기생 커패시터를 적용한 등가회로를 구성한다. 영상분 성분인 누설전류는 변압기를 통과할 수 없으나 변압기 내부에 존재하는 기생 커패시턴스로 인해 누설전류 경로가 만들어진다. CP의 임피던스인 ZC, CT의 임피던스인 ZT와 계통 임피던스가 존재할 때 등가회로의 누설전류 최대값의 수식은 식 (5)에서 IleakageZS와 같다. 제안한 변압기형 등가회로에서 계통 임피던스를 고려하지 않으므로 누설전류의 최대값의 식은 식 (6)로 단순화 된다.

(5)
$Z_{C}=\dfrac{1}{jw C_{P}},\: Z_{T}=\dfrac{1}{jw C_{T}},\: I_{l eakage Z_{S}}=\dfrac{V_{CM}}{\dfrac{L}{3}+Z_{T}+Z_{S}+Z_{C}}$

(6)
$I_{l eakage}=\dfrac{V_{CM}}{\dfrac{L}{3}+Z_{T}+Z_{C}}$

4. 시뮬레이션 결과

4.1 시뮬레이션 구성 및 결과

그림 5는 변압기형 3상 3레벨 PCS의 시뮬레이션 구성도이다. 3상 3레벨 인버터와 LCL 필터를 적용하였으며 $L_{1}$과 $L_{2}$의 합이 5mH이다. 변압기형 PCS에서 적용되는 변압기는 Y/Y 결선 변압기이며, 변압기를 적용하여 무변압기형 PCS와 변압기형 PCS로 나누어 시뮬레이션을 진행한다. 무변압기형 PCS 등가회로에서 케이블 임피던스를 적용해야 하지만 계통 임피던스를 고려하지 않도록 구조를 구성하였기에 무변압기형 PCS 등가회로는 LCL 필터의 값과 CP의 값만을 적용한다. 등가회로와 구성한 시뮬레이션은 동일한 값의 출력을 확인하였으며, 변압기형 PCS 등가회로에서는 L필터의 값, 변압기 기생 커패시터의 값인 CT, 기생 커패시턴스인 CP를 적용하여 구성한다. LCL 필터는 병렬로 존재하는 필터를 나누어 L/3으로 적용하였고, 변압기 내부 커패시터의 값은 영상분에 대한 값을 측정하기 위해 각 1차측, 2차측 권선을 단락하여 변압기 양단 중성점인 P단과 S단을 LCR meter로 측정한 1.73nF의 값을 적용하고, 기생 커패시턴스인 Cp는 18.97MWh, PCS용량 6MW에서 발생하는 크기인 1.5uF을 적용한다.

Fig. 5. Transformer type PCS Simulation schematic

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표 1은 시뮬레이션과 실험에 사용한 파라미터이다. 스위칭 주파수 10kHz, VDC는 500V로 공통모드 전압의 크기는 VDC에 영향을 받고 주파수는 스위칭 주파수의 값에 맞추어 출력되게 된다. 누설전류는 스위칭 주파수 대역을 갖는 VCM과 CP의 값에 따라 출력되게 된다. 본 논문에서는 계통 환경에 따라 달라지는 임피던스를 고려하지 않고 누설전류에 대해 분석 및 검증을 하기 위해 입력단에 변압기를 사용하여 임피던스 ZS 영향이 없는 실험 환경을 만든 후 무변압기형 PCS와 변압기형 PCS로 나누어 등가회로를 제안하고 검증한다.

Table 1. Simulation parameter

Parameter

Value

DC Voltage (Vdc)

500V

Switching frequency

10kHz

$L_{1}$ + $L_{2}$ filter

5mH

C filter

10uF

Parasitic capacitor (Cp)

1.5uF

Transformer capacitor (CT)

1.73nF

Grid voltage (Vg)

220V

Grid frequency

60Hz

그림 6은 무변압기형 PCS에서 제안한 등가회로의 시뮬레이션 누설전류 파형이다. 무변압기형은 Cp와 계통접지가 연결되어 누설전류 경로가 구성되어 공통모드 전압이 CP 값에 따라 누설전류가 흐르게 된다. 계통의 케이블 임피던스를 고려하지 않은 조건이기에 CP와 공통모드 전압의 영향만을 받게 된다. CP가 1.5uF 스위칭 주파수가 10kHz VDC가 500V일 경우 제안한 등가회로에서 누설전류의 크기는 그림6(a)와 같이 1.13A의 값을 확인할 수 있다. 그림 6(b)는 무변압기형 PCS 등가회로에서 누설전류의 스위칭 주파수인 10kHz 대역의 FFT 파형이다. 누설전류는 공통모드 전압의 영향을 받기에 저차 주파수가 존재하지 않고 스위칭 주파수 대역만이 존재하게 된다. 누설전류의 FFT 파형을 확인하였을 경우 등가회로의 10kHz의 크기는 1.58A의 출력값을 확인할 수 있다.

Fig. 6. Transformerless type equivalent circuit waveform (a) leakage current waveform (b) leakage current FFT waveform

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그림 7(a)는 변압기형 PCS 의 제안한 등가회로의 시뮬레이션 누설전류 파형이다. 변압기형은 계통과 PCS 사이에 변압기를 적용하여 변압기 P단에 CP를 연결하여 누설전류 경로를 만들어 구성하였을 경우, 변압기 절연특성으로 인해 누설전류가 흐르지 않아야 하지만 변압기 기생 커패시턴스인 1.73nF으로 인해 등가회로 누설전류의 값은 68mA의 작은 누설전류가 흐르게 된다. 그림 7(b)는 변압기형 PCS에서의 누설전류 FFT 파형이다. 변압기형 PCS에서의 누설전류의 스위칭 주파수인 10kHz의 경우 37mA의 출력값을 확인할 수 있다.

Fig. 7. Transformer type equivalent circuit waveform (a) leakage current waveform (b) leakage current FFT waveform

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5. 실험 결과

5.1 실험 구성 및 결과

실험 구성은 3상 3레벨 PCS 실험장비의 구성을 보여주며 PWM은 SVPWM을 적용했다. 그림 8(a)는 PCS 제어부와 LCL 필터부, DC 링크 O단과 접지 사이에 연결된 CP, LCL 필터 그리고 무변압기형과 변압기형으로 나누기 위한 변압기를 보여준다. 파라미터는 표 1과 같이 시뮬레이션과 동일하게 VDC 500V, 스위칭 주파수 10kHz, 기생 커패시턴스 CP는 1.5uF으로 적용한다. 변압기는 계통과 접지 임피던스를 무시할 수 있도록 계통과 LCL 필터 사이 전원단에 연결된 변압기이며 Y/Y변압기를 적용했다. 변압기를 적용하여 앞선 시뮬레이션과 동일하게 무변압기형 PCS와 변압기형 PCS를 구성하여 누설전류 크기 및 스위칭 주파수 크기를 확인했다.

Fig. 8. Hardware configuration

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제안한 등가회로의 타당성을 검증하기 위해 구현한 3상 3레벨 PCS와 제안한 등가회로를 누설전류의 크기, FFT파형과 CP에 인가된 전압과 누설전류의 위상을 비교하기 위해 적용하여 무변압기형 PCS와 변압기형 PCS로 나누어 비교한다. 그림 9(a)는 무변압기형 PCS에서 실험의 누설전류 파형이다. 실험에서의 누설전류 크기는 1.14A로 제안한 등가회로의 크기 1.13A와 동일함을 확인하였다. 누설전류의 FFT 파형 비교도 마찬가지로 실험의 스위칭 주파수 대역인 10kHz의 크기는 1.63A로 등가회로의 1.58A와 거의 동일함을 확인할 수 있다.

Fig. 9. Transformerless type PCS Experiment waveform (a) leakage current waveform (b) leakage current FFT waveform

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그림 10(a)는 변압기형 PCS의 누설전류 실험파형이다. 변압기형 PCS의 등가회로와 마찬가지로 변압기를 적용하여 누설전류가 흐르지 않아야 하는 조건이나 변압기 내부에 존재하는 기생 커패시턴스로 인해 미약한 누설전류의 흐르게 된다. 변압기형 PCS 실험의 누설전류 크기는 70mA, 등가회로의 누설전류 크기는 68mA로 크기가 동일함을 비교 확인할 수 있고, 그림 10(b)는 변압기형 PCS에서의 제안한 등가회로 누설전류 스위칭 주파수 FFT 파형이다. 스위칭 주파수인 10kHz 크기의 경우 등가회로 37mA, 실험 42mA로 스위칭 주파수의 크기 또한 동일함을 확인할 수 있다.

Fig. 10. Transformer type PCS Experiment waveform (a) leakage current waveform (b) leakage current FFT waveform

../../Resources/kiee/KIEE.2021.70.11.1691/fig10.png

Table 2. Simulation Experiment Comparison Summary

비교방식

시뮬레이션

등가회로

실험

무변압기형 PCS

누설전류 크기

1.13A

1.13A

1.14A

10kHz 누설전류

1.56A

1.58A

1.63A

변압기형 PCS

누설전류 크기

66mA

68mA

70mA

10kHz 누설전류

35mA

37mA

42mA

6. 결 론

본 논문은 누설전류의 영향을 주는 공통모드 전압의 분석을 위해 SVPWM이 적용된 3상 3레벨, 2레벨의 공통모드전압을 비교하고 태양광 발전을 위한 분산전원용 3상 3레벨 PCS에서 계통과 필터 사이에 변압기를 적용하여 무변압기형 PCS, 변압기형 PCS로 나누어 누설전류 분석을 위한 등가회로를 제안한다. 태양광 PCS 구성에서는 기생 커패시턴스와 계통 접지가 연결됨에 따라 계통 임피던스를 고려하여 구성해야 하지만, 환경에 따라 변화하는 계통 임피던스를 고려하지 않고 누설전류 분석을 하기 위해 변압기를 적용하여 계통 임피던스를 고려하지 않도록 등가회로를 구성하였다. 제안한 등가회로의 타당성을 검증하기 위해 이를 등가회로 시뮬레이션과 실험으로 누설전류의 크기와 누설전류의 스위칭 주파수 대역 FFT를 비교하였다. 무변압기형에서 누설전류의 크기가 등가회로 1.13A, 실험 1.14A, 누설전류의 스위칭 주파수인 10kHz의 크기를 비교하였을 경우 등가회로의 10kHz의 크기는 1.58A, 실험의 크기는 1.63A로 등가회로와 실험의 측정 값이 동일하다. 변압기형 PCS에서는 변압기가 적용되어 절연특성으로 인해 누설전류가 흐르지 않아야 하지만 변압기 기생 커패시턴스로 인해 누설전류의 크기가 등가회로 68mA, 실험 70mA, 누설전류의 스위칭 주파수인 10kHz의 경우 등가회로 37mA, 실험 42mA로 등가회로와 실험의 측정 값이 동일함을 확인함으로서 무변압기형 PCS와 변압기형 PCS의 제안한 등가회로의 타당성을 검증한다.

Acknowledgements

This research was supported by Korea Electric Power Corporation. (Grant number : R21XO01-3)

References

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Y. Yoon, Y. Choi, Y. Park, J. Han, Nov 2013, High frequency transfer characteristics of Railway Vehicles approach the Main Transformer, The Korean Society For Railway, pp. 485-490Google Search

저자소개

서정진(Joungjin Seo)
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He received the B.S. degree from Daejeon University, Daejeon, Korea, in 2019.

and M.S, degree at the department of electrical engineering at Chungnam National University, Daejeon, Korea. in 2021.

Currently he is pursuing Ph.D.

차한주(Hanju Cha)
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He received the B.S. degree from Seoul National University, Seoul, Korea, in 1988; the M.S. degree from the Pohang Institute of Science and Technology, Pohang, Korea, in 1990; and the Ph.D. degree from Texas A&M University, College Station, TX, USA, in 2004, all in electrical engineering.

From 1990 to 2001, he was at LG Industrial Systems, Anyang, Korea, where he was engaged in the development of power electronics and adjustable speed drives.

Since 2005, he has been with the Department of Electrical Engineering, Chungnam National University, Daejeon, Korea.